一、三极管和MOSFET器件选型原则

 

1、三极管及MOSFET分类简介

 

表1  三极管及MOSFET分类

 

类型	类型细分	应用场景
三极管	射频信号三极管	射频开关及射频小信号放大
三极管	普通小信号三极管	小信号回路开关及信号放大
三极管	功率三极管	功率回路开关，推挽放大
MOSFET	小信号MOSFET	小信号回路开关
MOSFET	功率MOSFET（<=250V）	AC-DC,DC-DC电源模块
MOSFET	功率MOSFET（600V~650V）	AC-DC电源模块
MOSFET	功率MOSFET（800V~1000V）	AC-DC电源模块，UPS，逆变器
MOSFET	功率MOSFET（1000V~1700V）	空调压缩机驱动电路
MOSFET	功率MOSFET（SIC）>=600V	AC-DC电源模块（高效率）
MOSFET	功率MOSFET（GAN）（100V~600V）	超高频领域（1Mhz以上），更高Power density的应用领域。

 

（1）三极管选型原则

 

行业发展总趋势为：小型化、表贴化，高频化，高效率化，集成化，绿色化。重点突出小型化和表贴化。

 

近年来，随着MOSFET的发展，在低功率高速开关领域，MOSFET正逐步替代三极管，行业主流厂家对三极管的研发投入也逐年减少，在芯片技术方面基本没有投入，器件的技术发展主要体现在晶圆工艺的升级（6inch wafer转8inch wafer）及封装小型化及表贴化上。另外，相对普通三极管，RF三极管的主要发展方向是低压电压供电，低噪声，高频及高效。

 

选型原则如下：

 

1）禁选处于生命周期末期的插件封装器件，如TO92；

 

2）优选行业主流小型化表贴器件，如SOT23，STO323，SOT523等，对于多管应用，优先考虑双管封装如SOT363及SOT563；

 

3）对于开关应用场景，优先考虑选用MOSFET；

 

4）射频三极管优选低电压供电，低噪声，高频及高效器件。

 

（2）MOSFET选型原则

 

行业技术发展总趋势为：小型化、表贴化，高频化，高功率密度化，高效率化，高可靠性，集成化，绿色化。重点突出高频化，高功率密度化，高可靠性及集成化。

 

行业技术发展趋势主要体现在MOSFET芯片材料，晶圆技术，芯片技术及封装技术的演进及发展。选型原则如下：

 

禁止选用处于生命周期末期的插件封装器件（能源用TO220，TO247除外）及封装为SO8，DPAK的表贴器件。

 

对于信号MOSFET推荐选用栅极集成TVS保护的小型化表贴器件。

 

1）对于Vds<=250V的功率MOSFET

 

单管优选行业主流无引脚表贴功率封装POWERPAK 5X6及POWERPAK3X3，在散热不满足要求的情况下可考虑翼型带引脚表贴封装D2PAK；

 

Buck上下管集成方案优选下管sourcing down POWERPAK5X6 dual封装；

 

电源模块考虑到器件散热问题，可选行业主流插件封装TO220；

 

对于缓起及热插拔应用，选用器件时请重点评估器件是否工作在其安全工作区域

 

开关应用需同缓起，热插拔及ORing应用区分选型；

 

超高频领域（1MHz以上），可考虑用GANMOS替代，从而提高效率降低系统面积。

 

2）对于Vds介于600V~650V的高压功率MOSFET，其用于AC电源模块优先考虑选用Vds为650V的器件；

 

封装根据电源模块散热及结构设计要求推荐选用表贴器件POWERPAK 8X8及插件TO247，未来还可考虑表贴器件POWERPAK5X6；

 

对于在电路中工作频率不高的场景如当前PFC电路，优选寄生二极管不带快恢复特性的MOSFET（如INFINEON C3，C6，P6系类），对于电路中工作频率较高的场景如LLC电路，优选寄生二极管带恢复特性的MOSFET（如INFINEON CFD系列）；

 

对于电源效率要求不是特别高的场景，部分MOSFET可以考虑用高速IGBT替换，达到降成本的目的。对于高效模块，可考虑选用SIC MOSFET替代传统Si MOSFET，达到提升电源工作效率的目的；

 

对于Vds高于800V的MOSFET，如果Id大于5A，建议考虑选用IGBT，如果Id小于5A，建议选用行业主流封装TO247，TO220或D2PAK；

 

原则上禁止选用耗尽性JFET，如遇到特殊电流需使用，请在行业主流封装SOT23Z中选择。

 

二、三极管和MOSFET器件选型关键要素

 

1、三极管选型关键要素

 

三极管在电路中有放大和开关两种作用，目前在我司的电路中三极管主要起开关作用。在选择三极管的时候，从以下几个方面进行考虑：参数、封装、性能（低压降、低阻抗、高放大倍数、高开关效率）

 

1）参数的选择：三极管有很多参数，选型对于三极管的参数没有特殊的要求，需要关注的参数有Vceo、Vcbo、Vebo、Ic(av)、Pd、Hef。比较重要的参数是Vceo、Ic(av)，对于Vceo的值有时厂家会给Vces的值，不能用Vces的值作为Vceo，因为Vces=Vcbo>Vceo。如果器件的电压和电流值在降额后满足需求，Pd可以不用过多的去考虑（三极管做放大用、作电压线性转化以及三极管功率比较大的场合需要考虑Pd）。

 

在满足降额规范要求的前提下，考虑输出电流和相应的耗散功率，击穿电压大小，放大倍数等参数。同时，应尽量选用热阻小，允许结温高的器件。

 

2）封装：三极管的封装的发展趋势是小型化、表贴化、平脚化、无引脚化。

 

封装质量优劣的是用芯片面积与封装面积的比值来判断的，比值越接近1越好。目前三极管最小封装是sot883（DFN1006-3），优选封装有sot883、sot663、sot23、sot89、sot223、sot666。由于三极管的功率需求越来越小，所以小封装三极管是其引进的一个方向，在参数满足规格的前提下尽量选择小封装。

 

3）性能：选择低Vce（sat）的、低阻抗的器件。目前NXP、ON、ZETEX等均推出了低饱和压降的器件，在选型时可以优先考虑。

 

2、MOSFET选型关键要素

 

（1）电压极限参数

 

1）漏源击穿电压V(BR)DSS

 

漏源击穿电压V(BR)DSS一般是在结温Tj=25℃下，VGS=0V，ID为数百A下的测试值，由于V(BR)DSS和Rds(on)成反比，因此多数厂家MOSFET的上限为1000V。V(BR)DSS与温度有关，Tj上升100℃，V(BR)DSS约线性增加10%。反之，Tj下降时，V(BR)DSS以相同比例下降。这一特性可以看作MOSFET的优点之一，它保证了内部成千上万个元胞在雪崩击穿时，难以使雪崩电流密集于某一点而导致器件损坏（不同于功率三极管）。

 

2）最大额定栅源电压VGS

 

栅源之间的SiO2氧化层很薄，因此在二者之间加上不高的电压就会在内部形成很高的电场，而电场超过SiO2材料的承受能力便发生击穿导致器件失效。

 

最大额定栅源电压VGS多数厂家资料为20V，（对于低驱动电压的低压MOSFET一般为10V）。目前很多厂对于高驱动电压MOSFET已将此极限电压提高到30V。SIC MOSFET则多为10V~25V间，启动电压不对称，选用时需注意驱动部分的设计。

 

（2）影响损耗的主要参数

 

对于MOSFET，当频率小于100KHz时，主要是导通损耗占的比重最大。因此影响损耗的主要参数为通态电阻Rds(on)。一般厂家给出的Rds(on)值，是在规定的VGS（如10V）ID（一般为标称电流值）、Tj（一般为25℃）条件下的值。

 

对于Rds(on)，有以下特性：对生产厂家来说，在相同设计及工艺条件下，如果提高MOSFET的Rds(on)值，会导致Rds(on)升高。Rds(on)值随着结温升高而近似线性升高。其结果是导致损耗增加，例如下图IRF640的Rds(on)与Tj关系图，如果结温在120℃时，Rds(on)值将是25℃时的1.8倍。因此导通损耗I2*Rds(on)也将增加到1.8倍；相对于Si MOSFET，SiC MOSFET由于其禁带宽度较Si MOSFET宽，所以其温度特性明显优于Si MOSFET。在150℃的条件下，SIC MOSFET的Rds(on)仅仅比在25℃条件下增加20%。

 

 

图1  Rds(on)与Tj关系图

 

与VGS的关系：为了将Rds(on)降低到最小，至少VGS要提高到10V（4V驱动的产品约外加5V）才可降到最小。此外，即使将VGS提高到12V~15V以上，也不会对Rds(on)的降低起多大作用（如果在占空比小的情况下有接近或超出直流额定电流的运用，另当别论），不必要地增大这种栅压，会加大充电电流，增加驱动损耗，并容易在栅源间发生尖峰电压。增加栅源击穿的失效概率。因此对于一般的MOSFET，12V驱动即可。

 

相同的结温下，随着ID增大，Rds(on)有轻微增大。计算功耗时，可以忽略该变化。在实际使用中，如果增大ID值，导致发热上升，那是因为散热条件（热阻）不变，ID增加，功耗P= I2* Rds(on)增加，结温升高，Rds(on)随之升高，进一步加大功耗。

 

另外，当频率超过100KHz后，开关损耗所占的比例不能忽视，这时就必须注意器件本身的栅极电荷Qg，输出电容Coss，以及栅极驱动电阻对开关损耗的影响。特别是通态电阻越小的MOSFET，通常其元胞密度就越大，因此Qg、Coss就会越大，这就会增大开关损耗。

 

近来，由于MOSFET的应用频率进一步提高，在低压大电流的MOSFET生产上，还需注意从工艺设计上改善MOSFET内部寄生的Rg，以降低MOSFET的开关损耗，提高应用频率（或提高电流）

 

（3）电流处理能力参数

 

限制电流处理能力的最终因素是最大可允许结温（通常厂家规定为150℃）。一般用可持续直流漏极电流ID、额定峰值电流IDM来表征。

 

1）可持续直流漏极电流ID

 

实际可允许最大ID值是决定于Rds(on)、结-壳热阻RJC（它决定于器件的芯片封装材料及工艺水平）、最大可允许结温Tj，以及壳温Tc等机构参数。它们满足一下公式：I2* Rds(on)*Rjc=Tjmax-Tc

 

其中Rds(on)、Rjc、Tjmax由器件本身的特性决定，Tc则与设计有关，如散热条件、功耗等（注：可允许最大漏极功耗Pd= I2*Rds(on)=(Tjmax-Tc)/Rjc）。一般厂家资料给出的是壳温下的ID值，另外有些厂家还给出了最大ID和Tc之间的关系曲线。

 

 

图2  ID与Tc关系图

 

以IRF640为例，电流标称值为18A（Tc=25℃下），其ID和Tc的关系如上图。由图可见，当壳温有25℃变到125℃时，可见最大直流漏极电流由18A下降到8A。必须注意，Tc=25℃下的ID仅仅具有参考意义（可以进行不同管子之间的比较），因为它是假定散热条件足够的好，外壳温度始终为25℃（在实际应用中，根本不可能），从而根据公式I2* Rds(on)*Rjc=Tjmax-Tc推算出来的。但在实际应用情况下，由于环境温度和实际散热条件的限制，壳温通常远远大于25℃，且最高结温通常要保持在20℃以上的降额。因此，可允许直流漏极电流必须随温度升高而降额使用。

 

2）额定峰值电流IDM

 

如果电流脉冲或占空比较小时，则允许其超过ID值，但其脉冲宽度或占空比需要受到最大可允许结温的限制。一般厂家资料规定25℃下的额定峰值电流IDM值为ID值的四倍，并且是在VGS=20V下得到的。

 

（4）与栅极驱动有关的参数

 

由于在G、D、S各极之间存在不可避免的寄生电容。因此，在驱动时，该电容器有充放电电流和充放电时间，这便是驱动损耗、开关损耗产生的根本原因。器件的开关特性通常以Qg来衡量。

 

1）输入电容Ciss、反向传输电容Crss、输出电容Coss

 

由于在G、D、S各极之间存在不可避免的寄生电容，因此，在驱动时，改电容器有充放电电流和充放电时间，这便是驱动损耗、开关损耗产生的根本原因。器件的开关特性通常以Qg来衡量。

 

 

图3  MOSFET寄生电容

 

如上图，Ciss=Cgd+Cgs，Crss=Cgd，Coss=Cds+Cgd

 

2）总的栅极电荷Qg

 

它表示在开通过程中要达到规定的栅极电压所需要的充电电荷。是在规定的VDS、ID及VGS（一般为10V）条件下测得的。

 

由于弥勒效应的存在，Cgd虽然比Cgs小很多，但在驱动过程中它起的作用最大，因此客观来讲，考察MOSFET的Qg比考察Ciss等来得更为准确一些。

 

另外还有栅极电荷Qge、栅极电荷（弥勒电荷）Qgd两个参数。

 

如下图以IRF640为例，示意它们的波形。

 

 

图4  栅极电荷与VG

 

3）栅极电阻Rg，开通延迟时间td(on)、上升时间tr、关断延迟时间td(off)、下降时间tf

 

同样描述的是器件的开关性能，同时关系到器件的驱动损耗。其具体值与测试条件密切相关。比较不同的管子时尤其要引起注意。否则容易为厂家所误导。

 

（5）与可靠性有关的参数

 

1）最大可允许结温Tjmax

 

这是可靠性最为重要的参数，对MOSFET，一般厂家都标为150℃，也有125℃和175℃的特殊半导体器件。

 

2）雪崩额定值

 

由于漏感和分布电感以及关断时的di/dt，可能会产生电压尖峰从而强制MOSFET进入雪崩击穿区，VDS被钳制在实际的击穿电压点，但如果进入雪崩击穿区的实际很短，能量很小，器件本身则可以将其消耗掉而不至于损坏。

 

有三个参数能表征这一特性，即可允许单次脉冲雪崩能量EAS、可允许重复脉冲雪崩能量EAS（脉宽受到最大结温限制）、发生雪崩时的初始最大雪崩电流IAR。雪崩能量额定值随结温升高而显著下降，随发生雪崩时起始电流的增加而下降。

 

如果器件工作时有雪崩情况，注意在老化工程中，由于结温会相应升高，雪崩能力会相应下降，如果下降到一定程度则有可能是器件损坏，并且这种损坏通常只呈现一定的比例。（当然也有可能是其它原因引起MOSFET损坏，如变压器在高温大电流下的磁饱和）

 

3）栅极漏电流IGSS、漏极断态漏电流IDSS

 

这两个参数在具体设计时可能用不到，但它限制了器件内部工艺、材料的好坏，其值尽管可能是小到mA级或uA级，但比较器件时，通过测试它随电压变化（尤其是高温下）的情况也可以比较判断器件的优劣。

 

（6）与寄生源漏二极管有关的参数

 

在某些电路可能要运用到体内二极管进行续流，此时则需要考察二极管的参数。

 

1）的dv/dt值

 

体寄生二极管续流时，少子空穴也参与了导电，并且浓度很高，当二极管导通周期结束，外电路使二极管反转时，如果D、S之间的电压上升过快，大量少子空穴有一部分来不及复合掉，引起横向流过体区的电流，该电流在P+区和源区N+之间形成的压降可能使寄生的三极管导通，（漏极D相当于寄生NPN三极管的集电极、P+相当于基极，源极S极相当于发射极，基极发射极有正向压降时，由于dv/dt大，电压上升快，集电极与发射极之间也有正电压，因此寄生三极管导通），电流会密集于第一个导通的元胞，从而使器件热击穿损坏。

 

2）其它参数

 

a.反向恢复特性，有反向恢复电荷、反向恢复时间。续流运用时要考虑匹配。

 

b.电流电压参数，有正向压降VSD，其电流参数IS、ISM与ID、IDM相同，相对于SI MOSFET，SIC MOSFET的寄生二极管的正向压降，这是因为SIC的拐点电压（Knee voltage：point at which diode turn on）是Si的3倍，这非常近似于它们禁带宽度的比值，因此SIC MOSFET的VSD约为2.5V，而Si MOSFET的VSD约为0.8V。

 

（7）封装

 

封装选用主要结合系统的结构设计，热设计，单板加工工艺及可靠性考虑，选择具有合适封装形式及热阻的封装。常见功率MOSFET封装为DPAK、D2PAK、PowerPAK 5X6、PowerPAK 3X3、DirectFET、TO220、TO247，小信号MOSFET对应的SOT23，SOT323等，后继引进中主要考虑PowerPAK 8X8，PowerPAK SO8 5X6 Dual，PowerPAK 5X6 dual cool，SO8封装器件在行业属退出期器件，选型时禁选，DPAK封装器件在行业属饱和期器件，选型时限选；插件封装在能源场景应用中优选，比如TO220，TO247。