1. 阻抗突变与信号反射

问题：高速信号线依赖精确的阻抗控制（如50Ω或100Ω差分）。邻近铺铜会改变信号线与参考平面（如地平面）的耦合关系，导致特性阻抗偏离设计值。

后果：阻抗不连续会引发信号反射，造成过冲、振铃等问题，严重时导致逻辑错误。

2. 寄生电容影响高频性能

问题：铺铜与高速线之间会形成寄生电容（尤其是平行铺铜时），电容值与间距成反比。

后果：高频信号边沿（上升/下降时间）被减缓，可能导致时序错乱。信号带宽受限，影响高速数据传输（如PCIe、DDR等）。

本质在于：原本是“带状线”，或者“微带线”，但是你把旁边铺上铜了之后，他就变了，变成了“共面波导”。

三种传输线结构：带状线、微带线和共面波导。带状线是嵌入在两个参考平面之间的信号线，而微带线则是在介质基板表面，只有一个参考平面。共面波导则是信号线两侧和下方都有接地铜皮的结构，通常设计用于特定阻抗匹配。

共面波导（Coplanar Waveguide, CPW）阻抗计算

有部分PCB板厚较厚，层数较少，利用上述方法没有办法计算出阻抗线的具体参数，这个时候就要考虑共面波导模型，这种模型是信号线参考其旁边的地线做阻抗，一般在双面板的场合用的比较多。

（1）单端50欧姆，选用Coated Coplanar Strips With Ground 1B模型，其阻抗计算方法如图所示，计算结构为阻抗线宽14mil，阻抗线到地线的距离4mil，地线的宽度为20mil。

 50欧姆共面波导阻抗模型计算

（2）差分100欧姆，选用 Diff Coated Coplanar Strips With Ground 1B，其阻抗计算方法如图所示，计算结果为100欧姆差分线宽线距为6/5mil，差分线到地线的距离为7mil，地线线宽为20mil。

 100欧姆差分共面波导阻抗模型计算

（3）共面波导阻抗计算参数说明：

1.H1是阻抗线到最近参考层的介质厚度；

2.G1和G2是伴随地的宽度，一般是越大越好；

3.D1是到伴随地之间的间距。

共面波导（Coplanar Waveguide, CPW）

结构：信号线与两侧及下方的接地铜皮共面，形成“信号-地-地”的横向耦合。

电场分布：电场主要集中在信号线与两侧地铜皮之间，纵向耦合较弱。

阻抗特性：由信号线宽度（W）、与地铜皮间距（G）、介质厚度（H）共同决定，公式更复杂（需数值求解或查表）。

当在带状线或微带线旁铺铜时，无意中引入了额外的共面地结构，导致实际传输线类型变为混合模式（如“CPW+微带”或“CPW+带状线”），其阻抗特性与原始设计严重偏离。

阻抗失配：

例如，原设计为50Ω微带线（W=0.2mm, H=0.2mm, εᵣ=4.3），若两侧铺铜（G=0.1mm），可能变为CPW结构，实际阻抗可能骤降至30Ω以下。

电磁场畸变：

原微带线的场分布以垂直方向为主，变为CPW后场分布转为水平方向，加剧与邻近线路的串扰。

回流路径混乱：

在CPW结构中，回流电流可能通过两侧铜皮而非下方地平面，导致高频信号环路电感增大。

在高速PCB设计中，“铺铜导致传输线类型突变”的本质是电磁场分布和阻抗控制机制的改变。设计师需：

警惕无意识的共面波导化，通过规则约束和仿真规避风险；

在特定场景下，可主动采用CPW结构优化性能，但需精准建模。例如线宽不得不变宽（例如焊盘），则两边铺铜，来优化阻抗连续。

有的设计为了做高速线之间隔离，加了地线及地孔，反而把微带线变成了“共面波导”，并且间距没有控制好，造成阻抗不连续，适得其反。